Лекция 7. Конспект лекций

### Лекция 7. Линейные тракты оптических систем передачи

7.1 Способы построения линейных трактов оптических систем передачи
7.2. Требования к линейным сигналам одноволновых оптических систем передачи
7.3. Линейные коды оптических систем передачи. Классификация кодов и их характеристики
7.4. Алгоритмы формирования сигналов в линейных кодах ВОСП
7.4.1 Алгоритм формирования скремблированного линейного сигнала
7.4.2 Алгоритмы формирования линейных сигналов в классе кодов 1В2В
7.4.3 Алгоритмы формирования линейных сигналов в классе блочных кодов mBnB
7.5. Проектирование линейных одноволновых трактов ВОСП. Ограничения длины регенерационного участка
7.6. Требования к линейным трактам систем с многоволновой передачей
7.7. Проектирование линейных трактов многоволновой передачи. Ограничение длины участка регенерации и ретрансляции
7.8. Q-фактор для оценки качества передачи
7.9. Упреждающая коррекция ошибок в оптических системах передачи
7.10. Принципы построения солитонных систем передачи
7.10.1 Определение оптического солитона
7.10.2 Нелинейные оптические эффекты в стекловолокне и существование солитонов
7.10.3 Принципы построения солитонных волоконно-оптических систем передачи
7.11. Фотонные кристаллы
7.12. Нанофотонные технологии

### 7.1 Способы построения линейных трактов оптических систем передачи

Линейные тракты оптических систем передачи подразделяются на беспроводные (атмосферные) и проводные (волоконно-оптические).

Беспроводный оптический тракт состоит из двух устройств, включающих в себя передатчик остронаправленного оптического излучения в инфракрасном диапазоне спектра – полупроводниковый лазер, или светодиод и приемник вышеуказанного излучения – высокочувствительный фотодиод (ЛФД или p-i-n). Между передатчиком и приемником находится атмосфера. Основным процессом, сопровождающим распространение инфракрасного оптического излучения в атмосфере, является его селективное поглощение парами воды, углекислым газом, а также рассеяние мельчайшими частицами (дым, пыль, снег, дождь, туман и т.п.).

Сильные полосы поглощения инфракрасного излучения соответствуют следующим длинам волн: 0,51; 0,7; 0,9; 1,16; 1,3 мкм и т.д. (рис. 2.10).

Максимальная прозрачность наблюдается на длинах волн 0,95; 1,15; 1,5 ÷ 1,8 мкм. На этих длинах волн коэффициент прозрачности лежит в пределах 0,6 ÷ 0,9. Кроме случайно меняющегося затухания атмосферы в расчете линейного тракта должны быть учтены рассогласования источника излучения и приемника.

Методика расчета линейного тракта атмосферной оптической системы передачи подробно изложена в [19]. В ее основе лежит следующий алгоритм:

- определяется мощность излучения на выходе передатчика, которая равна произведению средней мощности излучателя (светодиода или лазера) на потери в оптике передатчика;

- определяется величина потерь от рассогласования передатчика и приемника, обусловленная разными площадями излучающей и принимающей поверхностей;

- определяется максимальная мощность информационного сигнала на фотоприемнике с учетом потерь на оптике приемника, которая равна произведению величины мощности передатчика в площади приемника на величину потерь в оптике, однако это характерно для идеальной атмосферы;

- вычисляется реальный уровень мощности на приеме за счет флуктуаций в атмосфере;

- отношение максимальной мощности сигнала к минимальной чувствительности приемника в логарифмическом масштабе позволяет определить допустимый динамический диапазон линейного тракта.

Динамический диапазон должен соответствовать техническим характеристикам выпускаемых систем передачи. Подавляющее большинство существующих систем имеют выходную мощность до 100 мВт, а чувствительность приемника около –50 дБм. Таким образом, реальный динамический диапазон составляет более 60 дБ.

Расчеты дальности передачи должны производиться на основе метеоданных, полученных при исследовании атмосферы в месте предполагаемого развертывания системы передачи. На рис. 7.1 для примера приведены характеристики затухания атмосферы при различных метеофакторах, а примеры оценки ослабления представлены в табл.7.1.

Рисунок 7.1 Характеристики затухания атмосферы при различных метеофакторах

Таблица 7.1 Ослабление оптического излучения в атмосфере

Линейные тракты волоконно-оптических систем передачи (ВОСП) могут быть устроены для одноволновой и многоволновой передачи. Линейные тракты принято подразделять на секции: мультиплексирования и передачи. В составе секции передачи может использоваться регенератор или усилитель оптического сигнала. Поэтому секция передачи называется секцией регенерации или секцией усиления. В состав секции мультиплексирования могут входить и секции усиления (участки усиления), и секции регенерации (регенерационные участки). Секции являются предметом проектирования, строительства и обслуживания.

Одноволновой линейный тракт может быть устроен по одной из схем, изображенных на рис. 7.2. В точках S (передача) и R (прием) определены характеристики стыков (интерфейсов) аппаратуры и линии. Расстояние между точками S и R одной линии зависит от характеристик оптоволокна (затухания и дисперсии), передатчика и приемника (мощность передачи, ширина спектра излучения, минимальная чувствительность приемника и другие). Кроме указанных устройств в состав линии могут входить: промежуточные регенераторы, промежуточные и оконечные оптические усилители, преобразователи линейного кода передачи и приема, разъемные и неразъемные соединители, компенсаторы дисперсии. Благодаря различным характеристикам передатчиков и приемников могут быть выбраны подходящие длины участков передачи при требуемом качестве. При этом промежуточные регенераторы или усилители могут быть исключены или размещены в удобных местах (на охраняемых территориях с гарантированным энергообеспечением и возможным обслуживанием).

Многоволновый линейный тракт имеет более строгое устройство, чем одноволновый. Это обусловлено необходимостью уменьшения взаимных помех в параллельно работающих волновых каналах. Помехи в волоконных световодах появляются из-за ряда нелинейных оптических эффектов, которые проявляются при определенной плотности мощности оптического излучения в длинной линии [5, 8, 9, 10, 15].

В ряде рекомендаций МСЭ-Т (G.692, G.695, G.696, G.698) предложено три типа организации линейных трактов многоволновых ВОСП с оптическими усилителями:

- тип 1 обозначается индексом L и имеет протяженность до 80 км с затуханием 22 дБ;

- тип 2 обозначается индексом V и имеет протяженность до 120 км с затуханием 33 дБ;

- тип 3 обозначается индексом U и имеет протяженность до 160 км с затуханием 44 дБ.

Индексы имеют следующий смысл: L, long – длинная линия; V, very – очень длинная линия; U, ultra – сверхдлинная линия.

В качестве возможных вариантов построения длинных секций согласно G.692 рассматриваются:

- линии типа L до 7 промежуточных усилителей при общей длине линии до 640 км (рис.7.3 а);

- линии типа V до 4 промежуточных усилителей при общей длине линии до 600 км (рис.7.3 б);

- линии типа U передача осуществляется без промежуточных устройств усиления на расстояние до 150 км (рис.7.3.в).

Обозначения на рис. 7.3: λП – волновой канал; ОМХ – оптический мультиплексор; ODMX – оптический демультиплексор; ОЦПЕР – оптический усилитель передачи; ОЦПР – оптический усилитель приема (предусилитель); ОУЛ – оптический усилитель линейный.

Указанные ограничения расстояния многоволновой передачи изначально были определены для 41 спектрального канала и обусловлены не только необходимостью восстановления мощности, но и необходимостью регенерации сигналов в каждом волновом канале. Применение широкополосных компенсаторов дисперсии может позволить увеличить длину многоволнового линейного тракта. Реальные разработки многоволновых трактов содержат от 4 до 320 волновых каналов в диапазонах волн оптических волокон C, L, S. При этом частотный интервал между каналами может быть: 1000 ГГц (4 канала); 600 ГГц (6 каналов); 400/500 ГГц (8 каналов); 400 ГГц (9 каналов); 200 ГГц (18 каналов); 100 ГГц (41 канал); 50 ГГц (более 64 каналов); 25 ГГц (более 132 каналов).

Кроме многоволновой передачи в линейном тракте может применяться передача с оптическим временным уплотнением (OTDM) и уплотнением по поляризации (PDM). Однако эти способы пока не получила заметного применения [9].

Одноволновые и многоволновые линейные линейные тракты могут быть реализованы в одноволоконном и двухволоконном вариантах, а при использовании резервных линий и в четырёхволоконном варианте.

Рисунок 7.2 Варианты построения линейного одноволнового тракта

Согласование одноволновых и многоволновых линейных трактов осуществляется через устройство, которое определено как транспондер. Транспондер обеспечивает формирование требуемой для многоволнового линейного тракта несущей частоты и устраняет фазовые дрожания импульсов. На рис. 7.4 представлена схема стыка передатчика одноволновой системы с транспондером многоволновой системы.

Рисунок 7.3 Варианты построения линейного многоволнового тракта

На рис. 7.4 обозначено:

S – точка стыка, соответствующая рекомендации G.957;

Sn – точка стыка, соответствующая рекомендациям G.692, G.694.1, G.694.2;

λх – длина волны из диапазонов 1260 ÷ 1335 нм и 1480 ÷ 1580 нм;

λn – длина волны, соответствующая сетке частот многоволновой системы передачи, например, как показано на рис. 7.5;

о-э-о – обозначение функций транспондера, который может обеспечить устранение дисперсионных искажений, выполнять функции преобразователя оптического сигнала с длиной волны λх в электрический сигнал, его регенерации, усиления и последующего преобразования посредством внешней модуляции (например, RZ-DPSK) в оптический сигнал с длиной волны λn (где n = 1, 2, 3, ...160 и т.д. это номер длины волны из сетки волн).

Ниже приведены примеры сеток волн для использования в транспондерах.

Рисунок 7.4 Стык линейных трактов одноволновой и многоволновой систем передачи

Сетка волн CWDM (Coarse Wavelength Division Multiplexing), грубое мультиплексирования с разделением по длине волны, определена рекомендацией ITU-T G.694.2, где предусмотрен волновой интервал между оптическими несущими 20 нм и определены длины волн передачи: 1271 нм, 1291 нм, 1311 нм, 1331 нм, 1351 нм, 1371 нм, 1391 нм, 1411 нм, 1431 нм, 1451 нм, 1471 нм, 1491 нм, 1511 нм, 1531 нм, 1551 нм, 1571 нм, 1591 нм, 1611 нм.

Допустимая вариация любой из волн составляет 6-7 нм от центральной волны.

Сетка частот DWDM (Dense WDM) – плотного мультиплексирования с разделением по длине волны определена рекомендацией ITU-T G.694.1, где предусмотрены различные частотные интервалы между оптическими несущими: 12,5 ГГц, 25 ГГц, 50 ГГц, 100 ГГц. Эти несущие определены для диапазонов C и L. Значения несущих частот (волн) можно вычислить по следующим формулам:

а) для интервала 12,5 ГГц

193,1 + n × 0,0125 [ТГц];

б) для интервала 25 ГГц

193,1 + n × 0,025 [ТГц];

в) для интервала 50 ГГц

193,1 + n × 0,05 [ТГц];

г) для интервала 100 ГГц

193,1 + n × 0,1 [ТГц].

Кроме приведенных сеток частот и волн CWDM и DWDM сохраняются возможности по использованию стандартов G.692 по распределению частот и интерфейсов ранней стандартизации.

Рисунок 7.5 Пример распределения несущих оптических частот в линейном тракте системы Alcatel1686 WM

Кроме того, в состав транспондеров для протяженных линий могут включаться кодеры и декодеры упреждающей коррекции ошибок (FEC), которые способны повысить энергетический потенциал на 3 – 8 дБ и более.

### 7.2. Требования к линейным сигналам одноволновых оптических систем передачи

К линейным сигналам ОСП предъявляются следующие основные требования:

- непрерывная часть энергетического спектра должна содержать минимальную спектральную плотность в низкочастотной области и иметь минимум высокочастотных составляющих;

- линейный сигнал должен содержать информацию о тактовой частоте;

- непрерывная часть спектра должна быть минимальной вблизи тактовой частоты;

- основная доля энергии спектра должна находиться в ограниченной области частот;

- процесс линейного кодирования не должен зависеть от статистики информационного сигнала;

- алгоритм формирования линейного сигнала должен обеспечить надежный контроль ошибок регенерации;

- линейный код не должен приводить к размножению ошибок и т.д.

### 7.3. Линейные коды оптических систем передачи. Классификация кодов и их характеристики

Линейные коды ВОСП классифицируются по степени стандартизации и применению в существующих одноволновых системах передачи с аппаратурой мультиплексирования PDH, SDH и некоторой другой, например, оптических компьютерных сетей [9]. На рис.7.6 представлена классификация линейных кодов ВОСП.

Линейные коды: скремблированный; коды без избытка; 1В2В; блочные mBnB и со вставками; двухуровневые, т.е. имеют два логических состояния – высокий и низкий уровень оптической мощности.

Скремблированный линейный код в формате передачи NRZ (Non Return to Zero – без возврата к нулю на тактовом интервале) – является первым глобальным стандартом линейного кодирования для цифровых ВОСП SDH. Алгоритм его формирования рассмотрен в рекомендации МСЭ-Т G.707. Код обеспечивает выполнение требований, предъявляемых к линейным сигналам.

Коды без избытка:

- NRZ – L (без возвращения к нулю на тактовом интервале – абсолютный) – точно повторяет информационную последовательность;

- NRZ – S и NRZ – M – относительные коды, т.е. изменяющие состояния в последовательности после логического нуля (S) или логической единицы (М).

Коды не получили широкого распространения из-за несоответствия требованиям к линейным сигналам. Необходимо различать понятия кодирования без избытка (NRZ-L, NRZ-S, NRZ-M) и формата линейного кода NRZ и RZ. Формат определяет активность передатчика на тактовом интервале. Формат NRZ соответствует активности на всём тактовом интервале, а формат RZ соответствует активности передатчика на части тактового интервала (50% или 25%).

Под линейными кодами класса 1В2В понимают коды, в которых один бит исходного сигнала преобразуется в комбинацию из двух битов. При этом длительность этих битов в два раза меньше преобразуемого. Следовательно, тактовая частота линейного сигнала удваивается и скорость передачи в линии становится вдвое больше исходной последовательности.

Рисунок 7.6 Классификация линейных кодов цифровых ВОСП

К линейным кодам класса 1В2В относятся:

- BI – L (биимпульсный абсолютный);

- BI – М (биимпульсный относительный М);

- BI – S (биимпульсный относительный S);

- DBI (дифференциальный бифазный);

- CMI (с инверсией групп символов);

- MCMI (модифицированный CMI).

Линейные коды класса mВnВ, где m  2, а n > m, называют алфавитными или табличными, т.к. при их формировании используются две – три таблицы кодирования, обеспечивающие балансировку числа логических символов "1" и "0".

В кодах этого класса последовательность исходного сигнала разбивается на отрезки (блоки), состоящие из m бит, и преобразуется в определенную последовательность (блок) кодовых символов n. Широкое применение получили коды 2В3В, 2В4В, 3В4В, 5В6В, 7В8В.

При формировании кодов со вставками предусмотрено разбиение исходной последовательности на блоки из m символов и присоединение к этим блокам дополнительных служебных символов. Примерами кодов со вставками являются: mB1C; mB1P; mB1P1R.

При формировании кодов mB1C к информационным символам m добавляется один дополнительный С, который имеет значение, инверсное последнему из m. Если последний из m будет "1", то символ С будет "0", и наоборот, если последним из m будет "0", то символ С будет "1" (3В1С, 8В1С).

В кодах mB1P m – число информационных символов, Р – дополнительный символ. Если число единиц в блоке m нечетное, то символ Р принимает значение "1", а если четное, то символ Р равен "0" (10В1Р, 17В1Р).

Если требуется организация служебной связи в линейном тракте, то исходная двоичная последовательность кодируется по алгоритму mB1P, а затем добавляется еще один бит R – для служебной связи. Получается линейный код mB1P1R. Пример: 10B1P1R.

Многоуровневые коды могут применяться в оптических системах передачи при внешней модуляции излучения и также в случае строго линейных модуляционных характеристик прямой модуляции. В качестве примера можно назвать линейное трехуровневое кодирование HDB-3 opt, предусмотренное рекомендацией МСЭ-Т G.703.

Для сравнительного анализа различных линейных кодов ВОСП предложено использовать ряд стандартизированных характеристик.

Избыточность линейного кода двухуровневого сигнала

(7.1)

Избыточность придает сигналу заданные свойства и повышает тактовую частоту

(7.2)

Относительная скорость передачи указывает коэффициент изменения скорости передачи

(7.3)

Максимальное число следующих друг за другом одинаковых символов определяет устойчивость выделения тактовой частоты.

Диспаритетность – неравенство числа единиц и нулей в кодовых комбинациях, влияющих на тактовый синхронизм.

Ширина полосы частот, содержащая 90% энергии элементарного импульса линейного кода, характеризует удельную часть непрерывной части энергетического спектра на тактовом интервале (Т).

Цифровая сумма представляет собой сумму амплитуд импульсов на временном отрезке n – уровневого кода (n = 2, 3, ...), отнесенную к абсолютному значению разностей соседних по величине уровней. Цифровая сумма позволяет надежно контролировать ошибки передачи и т.д.

### 7.4. Алгоритмы формирования сигналов в линейных кодах ВОСП

7.4.1 Алгоритм формирования скремблированного линейного сигнала

Скремблирование осуществляют с помощью устройства, реализующего логическую операцию суммирования по модулю два исходной двоичной последовательности и преобразующего случайного сигнала, в качестве которого используется псевдослучайная последовательность (рис. 7.7).

Рисунок 7.7 Схема формирования скремблированного линейного сигнала

Операция сложения по модулю два заключается в следующем:

Псевдослучайная последовательность для линейного кодирования в ВОСП формируется циклически, например, линейный код SDH систем воспроизводится за 127 тактов. Для формирования линейного скремблированного кода в формате NRZ генерируется образующий полином по схеме

(7.4)

где xn обозначает единицу в n – м разряде, т.е. в разрядах 6 и 7.Общая длина скремблирующей последовательности равна 7.

Схема формирования скремблирующей последовательности представлена на рис.7.8.

Рисунок 7.8 Схема формирования последовательности скремблера

Псевдослучайную последовательность формируют семь D-триггеров и сумматор по модулю два. Каждым опорным тактам цифровые данные перемещаются из триггера в триггер. Благодаря сумматору по модулю два образуется псевдослучайный код (рис.7.9).

Рисунок 7.9 Формирование псевдослучайного кода скремблера

После скремблирования происходит формирование линейного сигнала в формате NRZ (рис.7.10).

Рисунок 7.10 Формирование линейного сигнала в формате NRZ

При скремблировании линейного сигнала системы SDH группа двоичных символов, расположенная в начале цикла STM-N не подвергается преобразованию в скремблере. Эта группа символов (6 байт×N) образует синхрослово, которое необходимо для распознавания цикла STM-N на приемной стороне. Обнаружение цикла STM-N в приемной части позволяет запустить процедуру дескремблирования и восстанавливать информационный сигнал из линейного сигнала.

Основные достоинства скремблированного линейного сигнала ВОСП:

- стабильность скорости передачи по линии;

- достаточно точное выделение тактовой частоты для регенерации;

- уменьшение влияния статистических параметров информационного сигнала на фазовое дрожание цифрового линейного сигнала.

7.4.2 Алгоритмы формирования линейных сигналов в классе кодов 1В2В

Широкое распространение кодов класса 1В2В обусловлено простотой формирования и требуемыми характеристиками. Среди этих кодов наибольшее применение получили (табл. 7.2):

- BI – L, Biphase – Level – абсолютный биимпульсный;

- DBI, Differential Biphase – дифференциальный бифазный;

- BI – M, BI – S, Biphase Mark and Space – бифазный относительно единицы и нуля;

- CMI, Complemented Mark Inversion – с инверсией групп символов;

- МCMI, модифицированный CMI.

Таблица 7.2 Таблицы кодирования некоторых видов кода 1В2В

Код МCMI предназначен для преобразования троичного сигнала HDB-3 (High Density Bipolar of Order 3) в биимпульсный по правилу, приведенному в табл. 7.3.

Таблица 7.3 Кодирование MCMI

Примеры формирования линейных сигналов ВОСП в кодах класса 1В2В представлены на рис.7.11.

К достоинствам линейных кодов класса 1В2В относят малое число последовательностей одинаковых символов, малые размеры схем кодеров/декодеров, хорошую сбалансированность и устойчивый тактовый синхронизм. Недостатком этих кодов можно считать двукратное увеличение скорости передач

Рисунок 7.11 Примеры формирования линейных сигналов ВОСП в кодах класса 1В2В

Рисунок 7.12 Энергетические спектры линейных кодов класса 1В2В

7.4.3 Алгоритмы формирования линейных сигналов в классе блочных кодов mBnB

Блочные коды могут быть с постоянной или переменной длиной блоков. В ВОСП используются коды с постоянной длиной блоков, формируемые как mBnB по соответствующим таблицам – алфавитам (табл.7.4).

Таблица 7.4 Линейный блочный код 3В4В

Представленный пример отражает принцип взвешенного кодирования с проверкой на четность и разными алфавитами. При взвешенном кодировании все комбинации из m символов (в примере m = 3) исходного двоичного кода общим числом 2m (в примере 23 = 8) разбивается на две группы. В каждой комбинации каждой группы выбирается n > m (в примере n = m + 1), но таким, что для первой группы n содержит постоянное число единиц с равным весом (в примере диспаритет D = 0 для 0101, 1001, 0110, 1010), а комбинации n второй группы кодируются поочередно в блоки с неравенством единиц и нулей (в примере это 1110 и 0100 различного диспаритета + D и - D соответственно). Кроме того, может выбираться подходящий алфавит. Как видно из табл. 7.3, некоторые блоки n вообще исключены из алфавитов, например, 0000 и 1111.

Другой пример блочного кодирования представлен на рис.7.13.

Рисунок 7.13 Сигнал в коде 4В5В – NRZ

Сбалансированное блочное кодирование обеспечивает устойчивый тактовый синхронизм приемника, надежное обнаружение ошибок при подсчете цифровой суммы, увеличение тактовой частоты заметно меньшее, чем при кодировании 1В2В. Энергия непрерывной составляющей сигнала в кодах mBnB сосредоточена в узком спектре частот и не содержит постоянной составляющей. Пример энергетического спектра кода 5В6В приведен на рис. 7.14.

Алгоритмы формирования сигналов в кодах со вставками изложены выше. Характеристики кодов со вставками близки характеристикам кодов mBnB.

Рисунок 7.14 Спектральная характеристика кода 5В6В

Многоуровневые коды ВОСП уже получили широкое применение, как многопозиционное фазовое кодирование при оптической модуляции в системах передачи на скорости 10, 40 и 100Гбит/с (RZ-DPSK, RZ-DQPSK, CS-RZ и др.)

### 7.5. Проектирование линейных одноволновых трактов ВОСП.
Ограничения длины регенерационного участка

Качество линейного тракта ВОСП в большой степени определяет качество доставки информационных данных в сети связи. Для выполнения высоких требований по доставке информационных данных линейный тракт может быть резервирован полностью (режим 1 + 1 – один рабочий и один резервный) или частично (1 : n – один резервный на n рабочих (n = 1, 2,...14)). Рабочие и резервные тракты проектируются по заданным показателям качества, основным из которых является коэффициент ошибок передачи двоичного сигнала (сигнала с импульсно-кодовой модуляцией – ИКМ) на скорости 64 кбит/с на общей длине 27500 км (рис. 7.15).

Рисунок 7.15 Нормирование коэффициента ошибок

На рис.7.15 обозначено: ОС – оконечная станция; МС – международная станция. Национальный участок при организации международного соединения в канале 64 кбит/с (основной цифровой канал – ОЦК) имеет допустимый коэффициент ошибок КОШ = 0,4 × 10 – 6. Коэффициент ошибок обозначается BER (Bit Error Rate) и соответствует отношению:

Интервалы времени измерения BER, рекомендованные МСЭ-Т для линейных трактов, приведены ниже:

Рисунок 7.16 Нормирование коэффициента ошибок в ОЦК при международном соединении

Учитывая, что при цифровой передаче в ОЦК ошибки суммируются, можно получить условие по допустимой величине коэффициента ошибок на длине линейного тракта в 1 км:

- для магистрального участка КОШ м = 10 – 7 /10 000 = 10 – 11;

- для внутризонового участка КОШ в = 10 – 7 /600 = 1,67×10 – 10;

- для местного участка КОШ у = 10 – 7 /100 = 10 – 9.

Указанные величины КОШ положены в основу требований к коэффициенту ошибок одиночного регенератора

(7.5)

где LРЕГ – длина участка регенерации, х = м, в, у.

КОШ РЕГ определяется соотношением сигнал/помеха на входе регенератора для заданного импульсного сигнала. Для линейных трактов ВОСП характерна передача однополярных импульсов. На рис. 7.17 представлена зависимость коэффициента ошибок от соотношения сигнал/помеха на входе регенератора.

Рисунок 7.17 Зависимость коэффициента ошибок от
соотношения сигнал/помеха на входе регенератора

Отношение сигнал/помеха играет решающую роль в устройстве регенерации (рис. 7.18).

Решающее устройство (РУ) принимает решение о приеме импульса или паузы. Решение должно быть принято при наиболее вероятной амплитуде импульса, т.е. на половине такта Т. Для этого с помощью выделителя тактовой частоты (ВТЧ) и формирующего устройства (ФУ) создается последовательность коротких стробирующих импульсов середины тактовых интервалов передачи информационных символов (единиц и нулей). При этом импульсный сигнал, искаженный при передаче в линейном тракте, восстанавливается почти в первоначальном виде, т.е. восстановление фронта и среза импульса зависит от стабильности выделения тактовой частоты и может приводить при нестабильности к фазовым дрожаниям, получившим название джиттер.

Для решающего устройства создается порог различения информационных нулей и единиц. Если учесть, что помеха имеет гауссовский вероятностный закон распределения, то уровень порога равен половине амплитуды единичного импульса.

Рисунок 7.18 Структурная схема регенератора

При этом вероятность ошибочного приема обозначается

(7.6)

где р(0) и р(1) априорные вероятности появления единицы и нуля, р(1/0) р(0/1) – вероятности ложного приема. Величины р(0) = р(1) = 0,5, что обеспечивается линейным кодом ВОСП, а вероятности ложного приема определяются через гауссовское распределение (7.7)

(7.7)

где - интеграл вероятности, табулированный и приводимый в математических справочниках, Uед – напряжение единичного импульса, σ - дисперсия напряжения шума (помехи). Таким образом, отношению сигнал/помеха на рис. 7.17 соответствует отношение Uед / 2σ. При этом самый низкий порог отношения сигнал/шум служит нормативом для определения минимального уровня оптического сигнала на входе фотоприемного устройства. Даже небольшое отклонение от этого норматива может повлечь резкое увеличение числа ошибочно принятых символов. Из рис.7.17 видно, что, например, изменение отношения сигнал/помеха с 6 до 5 приведет к росту коэффициента ошибок от 10 – 9 до 10 – 6. Это должно учитываться при определении длины регенерационного участка. Неточность восстановления тактовых интервалов также относится к факторам повышения вероятности ошибки. При регенерации цифрового сигнала наблюдается накопление фазовых дрожаний (джиттера) в цепочке регенераторов:

где А- амплитуда дрожаний на выходе одного регенератора, Аn – амплитуда дрожаний на выходе цепочки из n регенераторов. В цепочке из 20 регенераторов амплитуда дрожаний увеличивается в 2.11 раза.

Заметное повышение соотношения сигнал/помеха может дать фильтр – корректор (ФК), если он согласован с импульсным сигналом по полосе частот и оптимизирован по межсимвольной помехе. Согласование по полосе частот позволяет сгладить импульсные помехи, т.е. устранить шумы вне основной части полосы сигнала. Оптимизация по межсимвольной помехе позволяет добиться устойчивого выделения тактовой частоты и формирования стробирующих импульсов с минимальными фазовыми дрожаниями. Наилучшие результаты дает ФК косинусного типа с передаточной характеристикой (7.8).

(7.8)

где f – текущая частота, В – скорость передачи двоичных импульсов. Графическое изображение этой характеристики приведено на рис. 7.19.

Рисунок 7.19 Характеристика косинусного фильтра – корректора

Настройка фильтра – корректора оценивается глазковой диаграммой (рис.7.22), формируемой для одного тактового интервала импульса.

Определение длины участка регенерации является важной составной частью проектирования линейного тракта ВОСП.

Длина регенерационного участка (РУ) определяется двумя основными параметрами передачи: затуханием и дисперсией импульсов информационных сигналов. Для определения длины РУ по затуханию можно воспользоваться соотношением, предложенным МСЭ-Т в рекомендации G.955:

(7.9)

где РS – уровень мощности сигнала передатчика в точке стыка S (дБм), РR – уровень мощности сигнала на входе приемника в точке стыка R (дБм), определенный для заданного КОШ; РD – мощность дисперсионных потерь или максимальный штраф за дисперсионные потери (дБ); Ме – энергетический запас на старение оборудования (дБ); N – число строительных длин кабеля; lS – потери энергии на стыках строительных длин (дБ); NC – число разъемных соединений между точками S и R; lС – потери энергии на разъемном соединении (дБ); αС – коэффициент затухания кабеля (дБ/км); α m – запас на повреждения кабеля (дБ/км).

Расчет длины РУ по значению дисперсии производится с целью определения совместимости полосы пропускания кабеля (оптической полосы) с требуемой скоростью передачи сигнала. В реальных многомодовых волокнах полоса частот с увеличением длины волокна уменьшается и может быть приближенно определена из выражения [5]:

(7.10)

где ΔF – ширина полосы частот, приведенная к единице длины волокна, удельная полоса [МГц×км]; γ = 0,5 ÷ 0,8 - коэффициент, учитывающий влияние реального профиля показателя преломления сердцевины волокна и закон изменения полосы частот с увеличением длины волокна.

Величина удельной полосы определяется дисперсией волокна:

(7.11)

где (7.12)

τММ – межмодовая дисперсия; – хроматическая дисперсия многомодового волокна.

Ширина спектра излучения Δλ [нм] определяется для передатчика на уровне мощности, равной половине максимальной.

τх(λ), [пс/(нм×км)] – коэффициент удельной хроматической дисперсии.

Для многомодовых кабелей величина ΔF приводится в их характеристиках и составляет от 500 до 1200 МГц×км [5].

При оценке ширины полосы частот ΔF(L) одномодового волокна длиной L известны различные подходы, изложенные в вышеуказанных изданиях. Дисперсия оценивается по среднеквадратическому уширению импульса τСКУ, по уширению импульса на уровне половины максимальной мощности τ0,5, по времени нарастания импульса от 0,1 до 0,9 τ Н его максимального значения мощности. Все эти способы оценки связаны между собой соотношением (7.13):

(7.13)

Полоса частот оптического одномодового кабеля также уменьшается с увеличением длины волокна L, как и у многомодового (7.10), однако коэффициент γ = 1.

Значение дисперсии, приводимое в характеристиках волокон, это СКУ. Необходимо обращать внимание в технических характеристиках на ширину спектра одномодовых лазеров Δλ, которая указывается для уровня –20 дБм от максимума излучаемой мощности.

Длина регенерационного участка определяется из соотношения (7.9) и проверяется на соответствие полосы пропускания и скорости передачи соотношениями (7.10), (7.13). При скорости передачи В > 2,5 Гбит/с в расчете должна приниматься хроматическая дисперсия и поляризационная модовая дисперсия.

Ограничивающими факторами длины РУ являются:

- для максимальной мощности передатчика РS – нелинейные оптические эффекты;

- для минимальной мощности на входе приемника РR – коэффициент ошибок; разность РS - РR называют энергетическим потенциалом системы передачи;

- энергетический запас на старение оборудования Ме имеет разброс от 3 дБ до 6 дБ в различных интерфейсах;

- энергетический выигрыш от применения упреждающей коррекции ошибок (FEC);

- километрическое затухание кабеля С зависит от окна прозрачности стекловолокна;

- запас на повреждение кабеля указывается для длины линии 100 км на срок эксплуатации 20 лет;

- полоса пропускания волокна зависит от типа волокна, окна прозрачности и ширины спектра излучения лазера или светодиода, применения компенсаторов дисперсии, способа модуляции (прямой или внешней), введения линейного или нелинейного предискажения.

Пример расчета длины РУ для интерфейса SDH V-64.2 с исходными данными:

Ps = 15дБм; PR = -23дБм; PD = 2дБ; Ме = 3дБ; lст= 0.05дБ; lстр= 0.1дБ; αс = 0.2дБ/км; αm = 0.05дБ/км; строительная длина кабеля 6км.

Число строительных длин на участке 132км составит М= 132/6 - 1= 21.

С учетом потерь на стыках длина участка передачи (дистанция) составит

Т.о. длина участка составит 126,2 км с точки зрения допустимых потерь оптической мощности. На длине волны 1550 нм величина дисперсии не должна превышать 2400 пс/нм. Для стандартного одномодового волокна (рекомендация МСЭ-Т G.652) на волне 1550нм значение хроматической дисперсии составляет 18пс/нм×км, а на дистанции 126,2км будет

Т.о. норматив на хроматическую дисперсию выполняется при ширине спектральной линии источника излучения (лазер типа DFB) 1 нм. Однако на скорости передачи 10Гбит/с необходимо учитывать и поляризационную модовую дисперсию (ПМД),

(7.14)

где σпмд нормировано по отношению к длине волокна . В этом случае необходимо добавить к Dхр величину Dпмд, которая вычисляется:

Результирующая дисперсия определяется через соотношение

(7.15)

т.е.

Нетрудно заметить, что совокупная величина хроматической и поляризационной дисперсии не превосходит нормативное значение дисперсии для интерфейса V-64.2

Другой подход: определить требуемое значение дисперсии на 1км линии и сравнить с нормированным стандартным значением 18пс/нм×км:

Т.о. допустимый норматив 19.1пс/нм×км превышает нормированный, что указывает на допустимость использования интерфейса V-64.2 на дистанции 126.2км.

По величине полученной километрической дисперсии можно выбрать:

- подходящий тип волокна;
- длину волны передатчика в диапазоне (1547-1562 нм);
- подходящую ширину спектральной линии передатчика, измеряемую в долях нм, например, 0.2 нм;
- подходящий компенсатор дисперсии при необходимости.

### 7.6. Требования к линейным трактам систем с многоволновой передачей

Для расширения возможностей оптической передачи по волоконно-оптическим линиям связи методы временного уплотнения мало пригодны по следующим причинам: технологические проблемы электронных преобразований (мультиплексирование и демультиплексирование); ограничения по скорости передачи, вызванные хроматической и поляризационной модовой дисперсией, чирпинг-эффект при модуляции и в стекловолокне.

Решить задачу увеличения пропускной способности линейных трактов ВОСП наиболее реально с помощью многоволнового мультиплексирования WDM (Wavelength Division Multiplexing). Сущность WDM состоит в следующем. Любые цифровые сигналы, например, STM-4, STM-16, STM-64, количество которых может быть 2, 4, 6, 8 ... n, передается на соответствующей несущей частоте оптического диапазона. Число несущих оптических волн стандартизировано для третьего окна прозрачности (1532,7нм; 1533, 5нм; ... 1560,6нм) и составляет, как уже упоминалось ранее, 41. Эти несущие вводятся в стекловолокно на передаче c помощью оптического мультиплексора (DWDM Мux). На приемной стороне с помощью оптического демультиплексора (DWDM Demux) производится их разделение (рис. 7.20).

Путь передачи многоволнового линейного сигнала содержит оптический кабель, усилители и, возможно, другие устройства, например, устройство доступа к отдельным оптическим несущим частотам (оптическим каналам), корректоры дисперсии и т.д. Указанные устройства линейного тракта многоволновой ВОСП подразделяют на активные и пассивные. Передаваемые сигналы можно однозначно считать аналоговыми в линейном тракте. Таким образом, возникают проблемы, характерные для трактов аналоговых систем передачи: нелинейные искажения и связанные с этим помехи, искажения амплитудно-частотной характеристики, перегрузки по мощности, вызванные автоматической подстройкой уровня передачи в каждом усилителе и т.д.

Рисунок 7.20 Схема многоволновой системы передачи

Для реализации многоволновой передачи необходимо выполнение ряда требований, которые предъявляются к линейным трактам:

- характеристики оптических кабелей должны соответствовать стандартам, рекомендованным МСЭ-Т G.652, G.653, G.654, G.655, G.656;

- оптические линейные усилители по своим характеристикам должны соответствовать рекомендациям МСЭ-Т G.661, G.662, G.663, G.665;

- пассивные оптические компоненты линейного тракта должны соответствовать по своим характеристикам рекомендациям МСЭ-Т G.671;

- построение линейного тракта многоволновой ВОСП должно соответствовать рекомендациям МСЭ-Т для оптических систем передачи и сетей G.681, G.691, G.692, G.694.1, G.694.2, G.805, G.871, G.872, G.957, G.958, G.959.1;

- линейные тракты должны быть резервированы частично или полностью (схемы резервирования 1:n и 1+1);

- линейный тракт должен быть пригоден для наращивания числа оптических каналов (4, 8, 16, 32 ...) без изменения структуры и компонентов и ухудшения качества;

- должна быть возможность использования ВОЛС с одномодовыми волокнами типа SMF (G.652) и NZ DSF (G.655), которые широко применяют на сетях связи;

- должна быть предусмотрена возможность выделения/ввода отдельных оптических каналов в промежуточных станциях;

- линейные тракты должны иметь встроенные средств контроля, измерений и автоматического резервирования;

- в линейном тракте должно быть предусмотрено включение устройств компенсации хроматической и поляризационной модовой дисперсии;

- негативное воздействие нелинейных оптических эффектов на качество волновых каналов должно быть рассчитано и минимизировано.

### 7.7. Проектирование линейных трактов многоволновой передачи.
Ограничение длины участка регенерации и ретрансляции

В настоящее время уже существуют достаточно точные методики проектирования линейных трактов многоволновых систем. Однако производители техники многоволновой передачи не представляют таких методик в открытом виде получателям техники. При этом сопровождают поставки оборудования готовыми программными продуктами для выполнения необходимых расчетов. Для проектирования многоволновых систем передачи следует придерживаться следующих рекомендаций.

При проектировании новых оптоволоконных линий на магистральных участках передачи следует использовать оптические кабели со стекловолокном, отвечающим рекомендации МСЭ-Т G.655 для смещенной ненулевой дисперсии (NZDSF), например, True Wave. Для этого волокна дисперсионная характеристика оптимальна при спектральном мультиплексировании не только в третьем окне прозрачности (1530 ÷ 1565 нм), но и в четвертом окне прозрачности (1565 ÷ 1620 нм), т.е. в диапазонах C и L. Кроме того, волокна True Wave имеют низкое значение поляризационной модовой дисперсии, что позволяет исключить компенсаторы дисперсии, вносящие дополнительное затухание. При этом длина регенерационного участка определяется по формуле (7.15) для кодирования в формате NRZ:

(7.15)

где DПМД – коэффициент поляризационной модовой дисперсии пс/√км; В – скорость передачи, Гбит/с.

Важнейшей задачей проектирования является оценка соотношения сигнал/помеха в каждом волновом канале. Величина этого соотношения зависит от выбранного режима мощности передатчика, совокупного числа волновых каналов, длин волн, типа стекловолокна и его протяженности. Оптические помехи в каналах могут накапливаться и возрастать на выходе каждого усилителя, мультиплексора OADM, ROADM и оптического кроссового коммутатора OXC. Это требует установки через определенное расстояние регенераторов, которые исключат дисперсионные искажения и накопленные помехи в каждом отдельном канале. Расчет отношения сигнал/помеха на входе приемника многоволновой системы передачи для одного из N каналов при использовании только оптических усилителей производится через формулу (7.16):

(7.16)

где Pch – минимальный допустимый уровень мощности сигнала в одном канале, as – усиление оптического усилителя, например эрбиевого EDFA, NF- коэффициент шума усилителя (для EDFA 5-6дБ), значение 58дБ представляет собой оптический квантовый шум в полосе канала на входе усилителя для скорости передачи до 2,5Гбит/с (Δf=2,5ГГц), т.е.

(7.17)

Минимальный уровень мощности на входе усилителя для одного канала определяется формулой 8.18.

(7.18)

Если скорость передачи данных в оптическом канале возрастает, например, до 10Гбит/с, то необходимо пересчитать оптический квантовый шум. Для 10Гбит/с шум составит уже -56дБ при формате модуляции NRZ. Для других скоростей (40Гбит/с, 80Гбит/с, 100Гбит/с и т.д.) и форматов модуляции (RZ-DPSK, RZ-DQPSK и др.) необходимы дополнительные исследования и расчеты.

Максимальный уровень мощности на выходе усилителя многоволновой системы передачи для одного из N каналов определяется соотношением (7.19).

(7.19)

где Pmax – максимальный допустимый уровень передачи в стекловолокне, ограниченный нелинейными эффектами, N – число оптических каналов. При вычислении уровней передачи рекомендуется строить диаграмму уровней оптического канала по всем промежуточным станциям (усилителям).

Рекомендацией МСЭ-T G.680 определён порядок расчёта характеристик передачи оптического канала при каскадном включении оптических сетевых элементов. При этом оптическими сетевыми элементами принято считать: линейный сегмент DWDM, в который входят оптические усилители, оптический кабель, компенсаторы дисперсии; мультиплексор OADM или ROADM; фотонный коммутатор (OXC); полностью оптические конверторы волн AOWC (All-optical Wavelength Converters); оптический 2R или 3R регенератор.

Оцениваемыми характеристиками передачи являются:

- оптическое отношение сигнал/шум OSNR;

- остаточная дисперсия RD (Residual Dispersion);

- поляризационная модовая дисперсия PMD (Polarization Mode Dispersion) и поляризационно-зависимые потери PDL (Polarization-Dependent Loss);

- накопление неравномерности частотной характеристики передачи в оптическом канале (Ripple – размах или неравномерность уменьшения коэффициента передачи в пределах диапазона частот или длин волн канала);

- случайное изменение уровня мощности канала на выходе оптического элемента.

Для выполнения расчетов по выше указанным позициям необходимо иметь точные данные характеристик всех каскадируемых оптических устройств. Кроме того, для расчета OSNR необходимо учесть ширину спектральной линии модулированного оптического сигнала. Эта ширина может сильно зависеть от модуляционного формата и скорости передачи (табл.7.5) [20].

Таблица 7.5 Спектральные характеристики некоторых оптических сигналов при внешней модуляции в различных форматах

Также необходимо учесть, что при использовании технологии OTN-OTH скорости передачи в оптических каналах выше указанных в табл.7.5 (2,7 Гбит/с для OTU-1; 10,7 Гбит/с для OTU-2; 43 Гбит/с для OTU-3; 120 Гбит/с для OTU-4).

В каждом оптическом сетевом элементе происходит уменьшение величины OSNR, вызванное добавлением собственных помех. По этой причине при каскадировании различных сетевых элементов (оптических усилителей, оптических коммутаторов, оптических мультиплексоров вывода/ввода и т.д.) происходит снижение помехоустойчивости в каждом из оптических каналов, что может привести к увеличению числа ошибок цифровой передачи при регенерации сигналов. При проектировании протяженных оптических каналов с коммутацией и усилением необходимо точно определить OSNR и сравнить с допустимыми значениями, которые приводятся в технической документации. Изменение величины OSNR в одном оптическом элементе (ONE) можно рассчитать (7.20) [20]:

(7.20)

где: OSNRout отношение оптический сигнал/шум на выходе ONE; OSNRin отношение оптический сигнал/шум на входе ONE; Pin уровень мощности сигнала оптического канала на входе ONE; NF коэффициент шума ONE; h постоянная Планка, согласованная с уровнем мощности (мДж×с); f центральная частота оптического канала (Гц); Δf полоса частот оптического канала (Гц).

При каскадировании некоторого N-ного числа ONE результирующее значение OSNRout можно рассчитать (7.21):

(7.21)

где: Pin1, Pin2,…, PinN уровни мощности оптического канала на входах различных оптических сетевых элементов, через которые проходит оптический канал;

NF1, NF2,…,NFN коэффициенты шума оптических сетевых элементов, через которые проходит оптический канал.

При определении OSNR также могут учитываться оптические шумы нелинейного происхождения в волоконных световодах, оптических усилителях, оптических коммутаторах и т.д. Однако пока неизвестны методики расчета этих шумов.

В случае несоответствия величины OSNR на выходе оптического канала требуемому значению по документации необходимо использовать возможности коррекции ошибок FEC.

### 7.8. Q-фактор для оценки качества передачи

В аппаратуре оптических систем, например DWDM, измерение коэффициента ошибок необходимо производить в каждом оптическом канале, что занимает много времени. Для сокращения времени контроля канала без перерыва передачи информации используется метод на основе оценки Q-фактора (Quality – качество), который представляет собой отношение (7.22)

(7.22)

где μ1 и μ0 графическая зависимость значения сигнала («1» и «0») и дисперсии шума σ1 и σ0 относительно уровня принятия решения о передаче логической «1» или «0». Значения μ1 и μ0, σ1 и σ0 фиксируются на выходе фотоприемного устройства с аналоговым широкополосным усилителем в виде глаз-диаграммы (рис. 7.22).

Обычно Q-фактор оценивается в децибелах:

(7.23)

Между Q-фактором и коэффициентов ошибок установлена однозначная связь

(7.24)

Пример соответствия Кош, Q и соотношения сигнал/шум приведены в табл.7.6. BER, Bit Error Ratio – отношение битовой ошибки. SNR, Signal Noise Ratio – отношение сигнал/шум.

Рисунок 7.22 Глаз-диаграмма и распределение среднего значения цифрового сигнала
и дисперсии шума

Таблица 7.6

### 7.9. Упреждающая коррекция ошибок в оптических системах передачи

Упреждающая коррекция ошибок (FEC, Forward Error Correction) нашла широкое применение в технике оптической связи последнего поколения. Её использование предусмотрено стандартами передачи SDH, OTH, Ethernet.

Для обнаружения и исправления ошибок чаще всего используются циклические блочные коды (коды Хэмминга, коды Боуза-Чоудхури- Хоквенгема (БХЧ), коды Рида-Соломона (RS).

В технике оптических систем нашли широкое применение коды Рида- Соломона (RS, Reed-Solomon). При использовании этих кодов данные обрабатываются порциями по m-бит, которые именуют символами. Код RS(n, k) характеризуется следующими параметрами:

- длина символа m бит;
- длина блока n = (2m – 1) символов = m(2m – 1) бит;
- длина блока данных k символов;
- n – k = 2t символов = m(2t) бит;
- минимальное расстояние Хэмминга dmin = (2t + 1);
- число ошибок, требующих исправления t.

Алгоритм кодирования RS(n, k) расширяет блок k символов до размера n, добавляя (n – k) избыточных контрольных символов. Как правило, длина символа является степенью 2 и широко используется значение m = 8, т.е. символ равен одному байту. Для исправления всех 1 и 3 битовых ошибок в символах требуется выполнение неравенства:

(7.25)

Рисунок 7.23 Образование строки с блоком контроля FEC

Для исправления ошибок применяется 16-символьный код RS(255, 239), который относится к классу линейных циклических блочных кодов.

Каждый цикл передачи, например, STM-N или OTUk разбивается на блоки символов данных по 239 байт. Каждому такому блоку вычисляется контрольный блок из 16 символов – байт и присоединяется к 239 байтам, 240-255 байты. Т.о. блокам байт n = 255, k = 239, соответствует обозначение RS(255, 239). Объединенный блок k и n – k образуют подстроку цикла. Синхронное побайтовое мультиплексирование подстрок образует одну строку цикла (рис.7.23).

Порядок передачи строки слева направо. При формировании блока (n – k) блок данных k сдвигается на n – k и делится на производящий полином:

(7.26)

В результате получается частное от деления и остаток деления длиной n – k. Блок данных k и остаток деления объединяются, образуя подстроку. После передачи подстроки на приемной стороне производится ее деление на производящий полином Р, аналогичный тому что был на передаче. если после деления остаток ноль, то передача прошла без ошибок. Если после деления остаток не равен нулю, то это признак ошибки. Место положения ошибки в блоке k обнаруживается по остатку, например табличным методом. Исправлению подлежит заданное количество ошибок в символе (1, 2 или более в байте). Благодаря тому, что RS(255, 239) имеет расстояние Хэмминга dmin = 17 можно корректировать до 8 символьных ошибок.

При этом число обнаруживаемых ошибок составляет 16 в подстроке с FEC. В табл.7.7 приведен пример теоретически рассчитанного коэффициента ошибок на выходе декодера FEC RS(255, 239) по рекомендации МСЭ-Т G.709.

Таблица 7.7 Пример результата расчета коэффициента ошибок на выходе декодера FEC RS(255, 239)

Практическая эффективность кодирования RS(255, 239) может составить от 5 до 8 дБ, т.е. FEC позволяет увеличивать длины участков передачи по сравнению с системами без FEC (табл. 7.8). Пример оценки эффективности применения упреждающей коррекции при цифровой передаче приведен на рис. 7.24.

Рисунок 7.24 Эффективность использования FEC

Таблица 7.8 Характеристики используемых кодов упреждающей коррекции ошибок FEC для ВОСП

В табл.7.8 обозначено и имеет смысл: RS код Рида –Соломона; минимальное допустимое отношение сигнал/помеха Qмин=18дБ для допустимого коэффициента ошибок BER=10-9. Можно считать одиночный RS улучшающим чувствительность приемника на 6.5дБ, а кратный RS на 9.5дБ.

### 7.10. Принципы построения солитонных систем передачи

7.10.1 Определение оптического солитона

Оптический солитон – это импульс, представляющий собой одиночную волну колоколообразной формы, образующийся в оптическом волокне при наличии определенной нелинейной зависимости коэффициента преломления от интенсивности излучения когерентного источника. При этом коэффициент преломления должен возрастать с ростом интенсивности. Тогда высокочастотные составляющие импульса как бы сдвигаются к его хвосту, а низкочастотные составляющие – к его голове, чем подавляется действие хроматической и поляризационной дисперсии. Такой импульс может сохранять форму и ширину по всей длине волоконной линии (рис.7.25).

Рисунок 7.25 Формирование оптического солитона

Происхождение названия оптического импульса: SOLITARI - уединенная волна, SOLITON – частица. Первое понятие о солитоне сформулировал известный английский физик, математик, гидромеханик Джон Скотт Рассел (1808 – 1882), который впервые в 1834 году обратил внимание на особенные волны в каналах, по которым перевозили баржи с углем.

Модель оптического солитона была предложена в 1971 году русскими учеными В.И. Захаровым и А.Б. Шабатом. Распространение света в нелинейной среде описывается нелинейным уравнением Шредингера.

В 1980 году оптические солитоны наблюдали Молленауэр Л., Столен Р. И Гордон Дж. [15,16].

С тех пор были проведены многочисленные исследования и технологические разработки, которые позволили говорить о целесообразности использования солитонов для оптической связи.

Солитоны могут распространяться в стекловолокне на значительные расстояния (4 тысячи километров в стандартных ВОСП) практически без искажения формы импульса и сохраняться при столкновении друг с другом. Для поддержки энергии солитон должен получить внешнюю подпитку от источника накачки. Только в этом случае солитон сохраняется. Необходимо выяснить условия существования в оптическом волокне уединенных волн – солитонов.

7.10.2 Нелинейные оптические эффекты в стекловолокне и существование солитонов

В достаточно длинных волоконных световодах могут проявляться нелинейные оптические эффекты:

- вынужденное рамановское (комбинационное) рассеяние (ВКР);

- вынужденное рассеяние Мандельштама – Брюллиэна (ВМБР);

- фазовая самомодуляция (самофокусировка); четырехфотонное или четырехволновое смешивание.

Вынужденное рассеяние света обусловлено нелинейным взаимодействием сильного электромагнитного поля излучения с электромагнитным полем атомов физической среды (в рассматриваемом случае – в стекловолокне). Свет рассеивается на элементарных возбуждениях среды, индуцированных рассеиваемой средой. При возбуждении (индуцировании) среды мощным световым источником происходит модуляция ее параметров, что приводит к амплитудной модуляции рассеянного света, а, следовательно, к появлению в нем новых спектральных компонентов. Их называют стоксовыми и антистоксовыми компонентами. Взаимодействие световой волны с инверсной средой в литературе получило название фотон - фононное взаимодействие. При этом фононом называют квант энергии, возникающий в процессе рассеяния фотона. Наиболее важными видами рассеяния являются вынужденное комбинационное рассеяние (ВКР) и вынужденное рассеяние Мандельштама-Брюэллена (ВРМБ).

ВКР связано с возбуждением новых колебательных уровней частиц среды (электронов) и в меньшей степени – вращательных энергетических уровней этих частиц.

ВРМБ приводит к появлению в среде гиперзвуковых волн, интенсивность которых зависит от частоты следования импульсов накачки и для импульсов короче 10 нс может почти исчезнуть. В отличие от ВКР, излучение, рассеянное по механизму Мандельштама – Бриллюэна, распространяется только в направлении, противоположном подающему.

ВКР наблюдается при мощностях накачки более 1 Вт. ВРМБ наблюдается уже при мощности более 1 мВт.

Явление фазовой самомодуляции (ФСМ) или самофокусировка, или фазовой кроссмодуляции (ФКМ) вызвано зависимостью показателя преломления сердцевины волокна, т.е. фазы выходного сигнала, от интенсивности оптического сигнала

где n1 – показатель преломления сердцевины стекловолокна при отсутствии внешнего электромагнитного поля, Е2 – параметр мощности световой волны;
Δn – приращение показателя преломления, вызванное внешним электрическим полем с напряженностью Е (~ 10 10 В/м).

При мощности сигнала более 10 мВт в стандартном одномодовом волокне возникает ФСМ, способствующая сжатию импульсов, т.е. сигнал воздействует сам на себя, сокращая разность фазовых скоростей спектральных составляющих. Образование ФКМ может приводить при передаче нескольких оптических каналов к их взаимным влияниям.

Четырехволновое смешение заключается в том, что при наличии двух попутных волн (2-х каналов) с частотами f1 и f2 (f1 ≠ f2), возникают еще две волны с частотами 2 f1 – f2 и 2 f2 – f1, распространяющиеся в том же направлении и усиливающиеся за счет исходных. Разумеется, что при большем числе волн спектр еще больше расширится. Четырехволновое смешение проявляется уже при мощностях сигналов более 10 мВт и имеет прямое отношение к ФКМ.

Необходимо отметить, что нелинейные эффекты в стекловолокне играют не только негативную роль, т.е. ограничивают дальность скорость передачи, но и позволяют в режиме ВРМБ выделять и вводить оптические каналы, а в режиме ВКР – реализовывать усиление оптических сигналов. Особую роль может играть явление ФСМ для формирования и передачи оптических солитонов.

Уникальность солитона состоит в том, что дисперсия групповой скорости, которая определяется длительностью оптического импульса, полностью уравновешивается нелинейным изменением показателя преломления (Δn (Е2)).

Достаточно точное описание условий существования оптических солитонов получено при решении уравнения Шредингера [15].

Примеры некоторых условий существования солитонов.

Критическая мощность сигнала

где - радиус пятна моды в стекловолокне, – центральная частота спектра сигнала, n1 – показатель преломления сердцевины ОВ, с – скорость света в вакууме, Δn = 3,2×10-10 см2Вт – значение нелинейного коэффициента, характеризующего добавку к действительной части показателя преломления, τ0 – длительность импульса на уровне 0,5 от максимальной мощности, D – коэффициент дисперсии.

Период столкновения солитонов (L) - расстояние, на котором соседние солитоны могут сталкиваться

где

Скорость передачи информации солитонами при длине столкновения L составит

Также важным условием существования солитонов является усиление, которое может быть сосредоточенным в волоконном усилителе и может быть обеспечено рамановским рассеянием.

Рисунок 7.26 Динамика солитона 3-го порядка

Рисунок 7.26 Динамика солитона 3-го порядка Солитоны в процессе распространения меняют свою форму, распадаясь на группы импульсов и затем снова собираясь. Эта сложная динамика определяется многими факторами: фазовой самомодуляцией, дисперсией групповых скоростей, мощностью и длительностью импульсов и т. д. На рис.7.26 приведен пример динамики солитона.

7.10.3 Принципы построения солитонных волоконно-оптических систем передачи

Принципы построения солитонных ВОСП отображены на рис.7.27 – 7.30. В качестве передающей среды используются ОВ с низкими потерями мощности. Благодаря малым потерям солитоны могут распространяться на большие расстояния без применения специальных устройств компенсации потерь (рис.7.27).

Рисунок 7.27 Построение простой солитонной ВОСП

На выходе солитонного лазера генерируется непрерывная последовательность солитонов с заданной скважностью (обычно Q=TС/τ ≥10). Последовательность солитонов проходит через изолятор и модулятор (например, ЭОМ), в котором импульсная последовательность модулируется. На выходе линии сигналы регистрируются фотоприемным устройством (ФПУ). Применение периодической компенсации потерь мощности позволяет увеличить дальность передачи (рис.7.28).

РРисунок 7.28 Солитонная ВОСП с оптическим рамановским усилителем

Для поддержания мощности солитонов применяются рамановские усилители с накачкой по длине волны, отличающейся от длины волны информационного сигнала. В схеме используется оптический фильтр (Ф), не пропускающий излучение накачки в ФПУ.

Возможен другой вариант построения солитонной ВОСП с эрбиевыми усилителями (рис.7.29). При этом усиление происходит не на всей длине участка передачи, а только в усилителях (длина волокна до 100 м). Преимуществом является то, что применяется меньше источников накачки и с существенно меньшей мощностью.

Рисунок 7.29 Солитонная ВОСП с оптическим усилением на основе эрбия

Необходимо отметить, что возможно совместное использование эрбиевых и рамановских усилителей в солитонных ВОСП.

Структурная схема солитонной ВОСП, приведенная на рис.7.30, соответствует случаю построения системы без усилителей. Однако протяженный участок существования солитонов достигается благодаря использованию в линейном тракте дискретной последовательности одномодовых оптических волокон с постоянной дисперсией в пределах каждого i-го участка по убывающей по заданному закону от участка к участку.

Рисунок 7.30 Солитонная ВОСП с различными волокнами

В завершение необходимо отметить особенность солитонного лазера. Это устройство, в котором происходит генерация очень коротких импульсов (единицы пс и фемтосекунды фс), достигаемая за счет компрессии импульсов с длительностью нс.

В 1998 году в журнале EuroPhotonics впервые появилось сообщение о успешном завершении испытаний серийной четырёхканальной дуплексной системы WDM (T31-BDS Pirelli) совместно с оборудованием SONET OC-192 на скорость передачи 10Гбит/с по одному каналу в солитонном режиме. В составе оборудования использованы: блок генератора солитонных импульсов; преобразователь линейного кода RZ/NRZ; волокна для компенсации дисперсии DCF; регенераторы устанавливались на длине 450км через 92км.

Система передачи нового поколения Lambda Xtreme Transport компании Lucent Technologies обеспечивает передачу цифровых данных на скорости до 2.56 Тбит/с в режиме DWDM (64 волновых канала по 40Гбит/с в каждом) на дальность до 4000км без электрической регенерации сигнала. Для достижения этих возможностей применяются: солитонные блоки передачи, рамановские усилители, упреждающая коррекция ошибок FEC.

### 7.11 Фотонные кристаллы

В 1998 году появились сообщения о разработке трехмерных микроскопических структур, получивших название фотонной решетки. Микроскопические кристаллы, созданные на основе кремния, передают свет в оптическом диапазоне с минимальными потерями по различным траекториям с изгибом под прямым углом в заданную точку.

Кристалл представляет собой пачку тонких кремниевых двухмерных дифракционных решеток, каждый слой которой повернут на 90o относительно соседнего. Число слоев исчисляется десятками. Что представляет собой набор слоев? Это пленочные светопрозрачные материалы с различными показателями преломления и различной толщины (рис.7.31).

Рисунок 7.31 Пример отражения волн в пакете тонких пленок

При нормальном падении света на плоскую границу раздела двух сред с показателями преломления n1 и n2 амплитудные коэффициенты отражения и пропускания света r и t определяются разностью показателей преломления

Если n1>n2, то коэффициент r>0, а в противном случае он отрицателен. Рассмотрим падение световой волны перепендикулярно набору светопропускающих слоёв. При отражении света от пленки толщиной d2 с показателем преломления n2, ограниченной с обеих сторон средами с показателем преломления n1, свет частично отражается от первой границы (с коэффициентом r), частично проходит (с коэффициентом t) и доходит до второй границы, набирая фазу , отражается от второй границы с коэффициентом –r, возвращается к первой границе, снова набирая фазу , и выходит наружу. Т.о., фаза волны, отраженной от первой границы, и фаза волны, прошедшей внутрь плёнки, отраженной от второй границы, и вернувшейся к первой границе, отличаются на величину Δφ = 4 π n2 d2/λ0 + π. Если разность фаз Δφ =2 π, то волны, отраженные от первой и второй границ, будут усиливать друг друга. Это возможно, если оптическая толщина пленки равна четверти длины волны

Если увеличить число слоев пар с показателями преломления n1 и n2, то коэффициент отражения света от структур увеличивается, а интенсивность света в толщине структур, экспоненциально уменьшается. Такие структуры получили название брэгговских отражателей. Один из примеров использования таких фотонных кристаллов приведен в конструкции лазера с вертикальными резонаторами.

Возможности по применению фотонных кристаллов многочисленны: создание световодных каналов в виде в волокон и управляемых волноводов; спектральное мультиплексирование и демультиплексирование для оптических сетей; кроссирование световых волн, которое необходимо для создания оптических процессов. Пример фотонных кристаллов в виде волокон рассмотрен ниже.

Волокна с фотонно-кристаллической оболочкой (holey fibers, photonic crystal fibers) - новый тип оптических волноводов, чьи уникальные свойства представляют особенный интерес в контексте возможности решения насущных проблем современной оптики, лазерной физики, фотоники и телекоммуникаций. Эти волокна обычно изготавливаются из стекла, кварца или прозрачной пластмассы путем перетяжки из преформы, образованной из плотно упакованных трубок и стержней, собранной в соответствии с поперечным сечением волокна. В зависимости от структуры поперечного сечения, эти волокна имеют различные свойства, такие как одномодовый режим распространения в широком спектральном диапазоне, большая/малая площадь модового пятна для увеличения/уменьшения нелинейных эффектов, низкие или высокие потери на сгибах, высокая нелинейность для генерации гармоник и суперконтинуума, точно управляемые поляризация, дисперсия групповой скорости, спектр пропускания и двулучепреломление. Волокна этого типа имеют ряд преимуществ перед обычными кварцевыми световодами:

- одномодовый режим для всех длин волн излучения;
- широкий диапазон изменения площади пятна основной моды - до сотен μм2;
- постоянное значение коэффициента дисперсии (дисперсионный наклон равен 0.002 пс.нм-1.км-1 для длин волн 1.3-1.5 μм);
- высокие значения коэффициента дисперсии (2000 пс.нм-1.км-1 для специально разработанных структур);
- аномальная и нулевая дисперсия для длин волн меньше 1.3 μм (видимый спектр);
- контролируемая локализация поля в воздушных отверстиях.

Кроме того, области применения этих волокон многообразны:

- WDM устройства и дисперсионная компенсация;
- волоконные лазеры;
- микроскопия ближнего поля;
- генерация фемтосекундных импульсов для солитонов;
- оптический генератор;
- спектроскопия газов и жидкостей;
- оптическая транспортация микрочастиц.

Материал(ы) для производства волокон: оптическое стекло, композиция из стекол, композиция из стекол и металлов. Процессы: двух или трех фазное вытягивание стеклооптических полых капиллярных пучков, заполнение промежутков тесно упакованных волокон. В табл.7.9 приведены геометрические характеристики пяти видов фотонно-кристаллических волокон.

Таблица 7.9 Геометрические характеристики фотонно-кристаллических волокон

На рис.7.32 представлена конструкция фотонного волокна в разрезе при значительном увеличении (более чем в 1000раз).

Рисунок 7.32 Конструкция волокна первого типа с одной сердцевиной в разрезе

### 7.12 Нанофотонные технологии

Нанофотонные технологии базируются на достижениях нанофотоники и нанооптики. Нанофотоника и нанооптика способны совершить качественный скачок в развитии техники оптической связи и совершенствовании технологий.

Нанооптика является разделом оптики, в котором изучаются особенности взаимодействия излучения наноразмерных полей с атомами, молекулами и нанотелами. Нанофотоника - раздел нанооптики, в которой исследуются нанополя со считанным количеством фотонов и исследуются поведение света на нанометровой шкале. Из общих физических соображений следует, что нанополя могут создаваться и существовать только вблизи поверхностей материальных сред. Поскольку электромагнитные поля должны удовлетворять граничным условиям уравнения Максвелла, то, в свою очередь, нанополя зависят от размеров и топологии материальных сред. Известные примеры нанополей:

1. Поле, возникающее при полном внутреннем отражении волны на поверхности диэлектрика (одномерная локализация света);

2.Нанополя на поверхности металла (плазмоны);

3. Нанополе вблизи острия (двумерная локализация света).

Основной интерес к нанооптике обусловлен возможностью преодоления дифракционного предела в пространственном разрешении волновой микроскопии. Основной интерес к нанофотонике – это возможность увеличения величины напряженности электромагнитного поля при заданной величине энергии поля.

Перспективы и направления использования нанофотоники описаны на сайте www.ibm.com.

Одна из технологий оптической связи, известная в отрасли как кремниевый электрооптический модулятор Маха-Зендера, выполняет функцию преобразования электрических сигналов в световые импульсы. Размер модулятора, созданного учеными IBM, в 100 (или даже 1000) раз меньше подобных модуляторов, продемонстрированных ранее, что открывает широкие возможности интеграции множества таких устройств – а в перспективе и готовых оптических сетей с маршрутизацией – в одной микросхеме. Это позволит значительно сократить стоимость, энергопотребление и тепловыделение при одновременном повышении пропускной способности каналов обмена данными между ядрами в сотни раз по сравнению с чипами, использующими медные проводники. Важно отметить, что только с развитием нанотехнологий стало возможным применять световые импульсы в компьютерах. Исследователи из IBM создали самый маленький в мире фотонный переключатель. Это устройство может произвести революцию в оптических вычислениях и производстве компактных нанофотонных чипов. Нужно пояснить, что во всех традиционных компьютерах используются электронные ключи-транзисторы, однако сделать такое же устройство, включающее и выключающее поток фотонов достаточно трудно. Зато фотонный нанопереключатель очень востребован в микроэлектронике, особенно при постоянном возрастании вычислительных мощностей компьютеров и необходимости управлять большими потоками данных. В перспективе компания IBM сможет заменить медные внутричиповые проводники соединениями на основе оптических линий связи, и это существенно ускорит работу современных процессоров. В настоящее время одной из основных причин, тормозящих процесс наращивания ядер на микрочипах, является недостаточно высокая эффективность применяющихся соединений. Обычные медные проводники перестают справляться с растущей нагрузкой, кроме того, увеличивается выделение тепла. Проблема может быть решена за счет применения оптических линий, которые, по заявлениям исследователей IBM, позволят повысить пропускную способность внутричиповых соединений в 100 раз при одновременном десятикратном снижении энергопотребления. Оптические переключатели различного типа созданы достаточно давно, но именно ученые из IBM смогли миниатюризовать их до требуемых размеров. Это стало возможным с использованием кремниевых нанострун с особыми оптическими свойствами. Нанопереключатель использует принцип резонаторного волновода с непосредственными связями, и состоит из пяти парно связанных резонаторов (рис.10.9). Полученная структура может полностью пропускать свет только с определенными длинами волн, отражая остальные фотоны. Переключение с «включено» на «выключено» происходит изменением оптических свойств одного из связанных резонаторов. Время переключения устройства – менее двух наносекунд, частота появления ошибок – не более 10-12. Общие размеры оптического ключа – 450 нанометров на 220 нанометров. Это очень немного. Для сравнения - на площади в один квадратный миллиметр может уместиться 2000 таких устройств.

Рисунок 7.33 Конструкция нанофотонного коммутатора

Микроскопический «коммутатор» при использовании одной длины волны света способен обрабатывать данные со скоростью до 40 Гбит/с. Передача информации на нескольких длинах волн теоретически позволяет добиться скорости в 1 Тбит/с. Работоспособность переключателя уже была подтверждена практическими экспериментами. Интересно также то, что фотонный нанопереключатель устойчив к колебаниям температуры на +/- 150C, это связано с тем, что волновод имеет большую ширину рабочей области (около 350ГГц). Без сомнения, эта особенность будет чрезвычайно полезна при будущем интегрировании нанопереключателей в процессоры и другие чипы.